Emetteur AM à pilote numérique

Dans un émetteur de construction traditionnelle, la stabilité en fréquence est totalement tributaire de la qualité de l'oscillateur pilote fournissant le signal de référence aux étages successifs.
Obtenir un pilote de grande qualité sans passer par des alternatives modernes reste toujours délicat pour un bricoleur occasionnel.

La disparition massive des émetteurs sur ondes moyennes pousse certains auditeurs à construire de minuscules émetteurs à usage domestique, afin de pouvoir écouter leur musique préférée sur leurs chers postes de collection.

Malheureusement, on trouve peu de description sérieuses et fiables sur internet.
La plupart des schémas représentent des solutions très approximatives.

Forts de cette constatation, nous nous sommes efforcés de développer un émetteur complet, très facile à reproduire, dont les caractéristiques sont axées tant sur la facilité de reproduction, que sur la grande stabilité en fréquence.

Pour une lisibilité maximale, le schéma à été scindé en deux parties.
Le pilote, qui peut être utilisé seul, occupe la première feuille, le reste de l'émetteur étant sur la deuxième.

Ces deux parties sont conçues pour fonctionner indépendamment l'une de l'autre.
Chacun pourra y puiser à souhait la partie qui l'intéresse, ou le total.

Conformément aux vieilles habitude locales, le prototype à été réalisé avec une partie des composants soudée "pattes en l'air"
Avec un peu d'habitude et de soin, cette méthode permet d'obtenir une esthétique acceptable pour la réalisation d'un prototype.

Le montage décrit, destiné à être utilisé dans la bande "ondes moyennes", également appelée "Petites ondes", couvre 16 fréquences fixes, étalées entre 1250 et 1632 Khz.
La sélection de l'une de ces fréquences parmi les 16 proposées peut être faite très facilement, au gré de l'utilisateur.

Principe: un oscillateur à quartz 80 Mhz est divisé par un nombre compris entre 49 et 64, ce qui nous donne en résultat un jeu de 16 fréquences possibles, en modifiant simplement la combinaison binaire affichée sur le Dil switch. (petit carré bleu marqué 1, 2 3 ,4 et situé en haut à gauche sur la photo d'ensemble)

Un simple déplacement manuel des petits poussoirs blancs sur "ON" met le fil correspondant à 1, (0 dans le cas contraire)

On peut également remplacer le Dil switch par une roue codeuse hexadécimale, ou par un petit encodeur rotatif récupéré sur un appareil de rebut.

Les 16 fréquences possibles sont les suivantes:

1234 (numérotation imprimée sur le commutateur)
0000 = 1250,000 Khz (/64)
0001 = 1269,841 Khz (/63)
0010 = 1290,322 Khz (/62)
0011 = 1311,475 Khz (/61)
0100 = 1333,333 Khz (/60)
0101 = 1355,932 Khz (/59)
0110 = 1379,310 Khz (/58)
0111 = 1403,508 Khz (/57)
1000 = 1428,571 Khz (/56)
1001 = 1454,545 Khz (/55)
1010 = 1481,481 Khz (/54)
1011 = 1509,433 Khz (/53)
1100 = 1538,431 Khz (/52)
1101 = 1568,627 Khz (/51)
1110 = 1600,000 Khz (/50)
1111 = 1632,653 Khz (/49)

Ces seize fréquences réparties dans la partie haute des ondes moyennes permettent de choisir un emplacement libre et sans brouillage pour émettre un signal à destination d'un vieux poste à lampes, héros occasionnel d'une époque révolue.

Les deux circuits 74AC193 sont des compteurs prépositionnables, et sont utilisés pour la division de la référence de fréquence provenant de l'oscillateur 80 Mhz.

Note: Des 74F193 sont en commande, et seront essayés sous peu.
Ces circuits sont plus rapides (125 Mhz en moyenne pour les F contre 85 pour les AC).
Les F sont nettement plus faciles à trouver, et leur coût est bien moindre.
La rapidité de ces derniers permettra en principe d'utiliser un oscillateur 125 Mhz, en reprenant le même montage, mais en utilisant un rapport de division compris entre 75 et 107, ce qui nous donnera 32 pas de fréquence, compris entre 1666,666 Khz et 1168,224 Khz, doublant ainsi les possibilités du montage actuel.

Deux des quatres portes du 74HC132 forment une bascule monostable, afin de rallonger fortement la très courte impulsion générée par les compteurs à chaque fin de division.
(La sortie carry du second diviseur délivre seulement une période de l'horloge 80 Mhz)

Les deux portes restantes sont mises en parallèle et servent de buffer pour "muscler" le signal de sortie, tout en permettant d'amener l'impédance au voisinage de 50 ohms.

Un filtre passe bas d'ordre 5 débarrasse le signal carré de ses harmoniques, et le restitue sous forme sinusoidale.

Le niveau HF sur la sortie à ce stade est de 12 à 13 dBm (~ 20 mW), et s'avère largement suffisant pour attaquer correctement le modulateur HF, dont la description se trouve sur la page suivante.

Afin d'augmenter les performances du pilote pour émetteur "petites ondes", nous avons expérimenté une version couvrant de 1100 à 1700 Khz.
Les "bornes" de la division programmable sont donc comprises entre 114 et 73. (1096,491Khz à 1712,328 Khz)

Les fréquences utilisables ne sont limitées que par le filtre de sortie, qui a pour tâche capitale d'atténuer au maximum les fréquences harmoniques contenues dans le signal carré issu de la bascule monostable. (74hc132)

Dans le but de pouvoir utiliser des diviseurs plus facilement disponibles que les 74AC193, des versions plus anciennes (74F193) ont été essayées avec succès.
Néanmoins, ces circuits sont environ 3 fois plus gourmands que leurs équivalents en technologie AC.
De plus à 125 Mhz, leur vitesse de commutation est en "zone limite", et il a été nécessaire de pousser la tension d'alimentation à 5,6V pour obtenir un comportement correct, en adjoignant un régulateur programmable (LM317T)
Seuls les 6 premiers switches de programmation sont utilisés.
Les 2 bits de poids fort sont respectivement câblés à 1 (bit n°8) et 0 (bit n°7) (voir schéma)

Le principe de fonctionnement est identique a celui de la page précédente, seuls un plus grand nombre et des fréquences limites étendues diffèrent.

Le niveau HF de sortie de sortie atteint 15 dBm sur 50 ohms.
Au cas ou il serait prévu de faire suivre ce pilote par le modulateur décrit dans la suite de cet article, il sera nécessaire de réduire la puissance de sortie à 12 dbm, ce qui impose "d'évaporer" les 3 dB excédentaires.

2 solutions possibles:

Ajouter un atténuateur 3 dB directement en sortie de ce circuit: (300 ohms parallèle, 18 ohms série, 300 ohms parallèle).

Modifier les valeurs de l'atténuateur en entrée du modulateur (150 > 100, 39 > 56, 150 >100)

Vue d'ensemble du montage d'essai.
Seuls les 6 dil switches les plus à droite sont câblés.

Les 74F193 sont en boitier SO16, d'ou la raison d'être de minuscules adaptateurs de construction artisanale, réalisés à partir de chutes d'époxy cuivrée.

Les 74F193 en boitier DIP (standard) se trouvent en abondance sur Ebay, à prix dérisoire.

Photo du montage d'essai ayant permis de mesurer les performances de l'émetteur décrit ci-dessous.

L'idée de départ consistait à utiliser un mélangeur en anneau +7dBm, de type SRA1, ADE1, etc...
Le seul impératif consiste à bien vérifier sur la datasheet que l'entrée LO peut "descendre" jusqu'à 500 Khz

Différents essais ayant démontré un comportement très satisfaisant de ce type de composant, le principe a donc été adopté.

Pour l'usage normal, ces mélangeurs sont équilibrés par construction, afin d'éliminer au maximum les traces de l'oscillateur local sur la sortie, ce qui est parfaitement contraire à l'effet recherché dans notre cas.

Fort heureusement, la façon dont est construite la sortie sur la borne IF permet d'injecter un faible courant continu, permettant de décaler volontairement l'équilibre naturel, provoquant ainsi une "fuite" contrôlée sur la borne RF du mélangeur.
La borne LO est utilisée normalement. (entrée de l'oscillateur local)

Le mélangeur est dans notre cas utilisé à l'envers. (entrée audio sur sortie IF, sortie AM sur entrée RF)

Le signal constant injecté sur l'entrée LO ressort donc modulé en amplitude sur la borne RF, et traverse un filtre passe-bas d'ordre 5, destiné à le débarrasser des signaux indésirables générés pendant le processus de modulation.

L'expérimentation a démontré que les résultats, dans ce type d'utilisation "limite" sont optimums lorsque le niveau d'injection sur l'entrée LO est ramené à 6 dBm.
De plus, ces mélangeurs sont assez chatouilleux en ce qui concerne le respect des impédances préconisées.
L'astuce consiste à construire un oscillateur local assez généreux, et à ramener le niveau à la valeur souhaitée, à l'aide d'un atténuateur résistif.
C'est la raison d'être des résistances de 150 ohms, 39 ohms, et 150 ohms sur l'entrée LO du mélangeur.
Le signal est ainsi ramené de 12 à 6 dBm, ce qui permet d'atteindre la condition idéale.

Un transistor de technologie QMOS, de type 2N60C, "pousse" le signal à un niveau d'environ 100 mW.
T1, connecté sur le drain du 2N60C est un transformateur large bande de rapport 4/1, permettant de ramener l'impédance de sortie du transistor à 50 ohms avant d'envoyer le signal sur l'antenne via un filtre passe-bas d'ordre 7.

La pureté du signal de sortie est particulièrement remarquable.
L'harmonique 2 est inférieur de 50 dB au signal utile, contre 60 dB pour l'harmonique 3.
Les rangs supérieurs sont totalement atténués.

Le petit potentiomètre ajustable (2K2) dans la gate du 2N60C sert à ajuster une bonne fois pour toutes le courant de repos du transistor à environ 200 mA.

De même, le second ajustable (10K) permet d'ajuster le niveau audio d'entrée, afin d'obtenir une profondeur de modulation correcte.

Hormis ces 2 points de détail, cet émetteur ne comporte aucun autre réglage, respectant ainsi l'idée de départ en ce qui concerne la facilité de reproduction.

Représentation spectrale sur la sortie antenne.

Porteuse 1428.571 Khz modulée par un signal de 1 Khz

La photo ci-dessus représente le même signal que la précédente, mais vu cette fois via un oscilloscope.

La sortie atteint 10 V crête à crête sur une charge 50 ohms. (sonde X10)

Même avec un niveau de modulation qui frise les 100%, le signal ne comporte aucune déformation visible, ce qui correspond bien au but recherché.

La photo ci-dessus représente le détail du bobinage T1.

La petite longueur de ligne torsadée n'est la que pour l'exemple, et mesure en réalité une quarantaine de centimètres, afin de pouvoir réaliser les 15 tours nécessaires.

Attention à bien repérer les extrémités des fils.
Pour être certain de n'avoir pas fait d'erreur lors de la connexion des fils entre eux, vérifiez tout simplement à l'ohm-mètre la continuité entre le point milieu et chaque extrémité.
Le branchement sur le schéma est enfantin: extrémité 1 sur le transistor, 2et3 sur le filtre de sortie, 4 sur le +12V.

Le tore à été récupéré sur une lampe basse consommation hors service.
Son AL est d'environ 5000.

Si vous disposez d'un pont RLC, il est alors possible de mesurer facilement les tores de récup.
Pour ce faire, bobinez 10 tours de fil émaillé (entre 2 et 6 dixièmes de mm) et mesurez la self ainsi obtenue.

Dans notre cas, la mesure donnait 500 µH.

Il suffit alors d'élever le nombre de tours au carré, soit 10X10=100, de diviser la valeur de la self mesurée par ce nombre, 500 µH/100 = 5µH pour obtenir la valeur de l'AL.

Une dernière étape: L'AL obtenu est en µH par tour carré.
Il suffit donc de le multiplier par 1000 pour obtenir sa valeur en nH par tour carré, soit, dans notre cas, 5000 nH t².

La méthode est très simple à utiliser, et permettra sans doute aux récupérateurs inconditionnels de mettre une valeur sur certaines pièces de leur trésor de guerre...

Bon amusement!

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